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消除上述同步调制的缺点，可以采用异步调制方式。即在逆变器的整个变频范围内，载波比N不是一个常数。一般在改变调制波频率fr时保持三角波频率fc不变，因而改变了低频时的载波比，这样逆变器输出电压每个周期内PWM脉冲数可随输出频率的降低而增加，相应可减少负载电动机的转矩脉动与噪声，改善了调速系统的低频工作特性。但异步调制方式在改善低频工作性能的同时，又失去了同步调制的优点。当载波比N随着输出频率的降低而连续变化时，它不可能总是3的倍数，势必使输出电压波形及其相位都发生变化，难以保持三相输出的对称性，因而引起电动机工作不平稳。
在SPWM逆变器中，三角波电压频率fc与调制波电压频率（即逆变器的输出频率）fr之比N=fc/fr称为载波比，也称为调制比。根据载波比的变化与否，PWM调制方式可分为同步式、异步式和分段同步式三种。
载波比N等于常数时称同步调制方式。同步调制方式在逆变器输出电压每个周期内所采用的三角波电压数目是固定的，因而所产生的SPWM脉冲数是一定的。其优点是在逆变器输出频率变化的整个范围内，皆可保持输出波形的正、负半波完全对称，只有奇次谐波存在。而且能严格**逆变器输出三相波形之间具有120°相位移的对称关系。缺点是当逆变器输出频率很低时，每个周期内的SPWM脉冲数过少，低频谐波分量较大，使负载电动机产生转矩脉动和噪声。
单极性控制方式波形如图4-19所示，载波uc在调制信号波ur的正半周为正极性的三角波，在负半周为负极性的三角波。当调制信号为正弦波时，在ur和uc的交点时刻控制晶体管VT3或VT4的通断。具体为：在ur的正半周，VT1保持导通，当ur>uc时使VT4导通，负载电压uo=Ud，当uruc时使VT3关断，uo=0。这样就得到了SPWM波形。图中虚线uof表示uo中的基波分量。像这种在ur的正半周期内三角波载波只在一个方向变化，所得到的PWM波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性PWM控制方式。
全桥逆变电路可看作两个半桥逆变电路的组合。电路原理如图4-15(a)所示。直流电压Ud接有大电容C，使电源电压稳定。电路中的4个桥臂，桥臂1、4和桥臂2、3组成两对，工作时，设t2时刻之前VT1、VT4导通，负载上的电压极性为左正右负，负载电流io由左向右。t2时刻给VT1、VT4关断信号，给VT2、VT3导通信号，则VT1、VT4关断，但电感性负载中的电流io方向不能突变，于是VD2、VD3导通续流，负载两端电压的极性为右正左负。当t3时刻io降至零时，VD2、VD3截止，VT2、VT3导通，io开始反向。同样，在t4时刻给VT2、VT3关断信号，给VT1、VT4导通信号后，VT2、VT3关断，io方向不能突变，由VD1、VD4导通续流。t5时刻io降至零时，VD1、VD4截止，VT1、VT4导通，io反向。如此反复循环，两对交替各导通180°。其输出电压uo和负载电流io如图4-15(b)所示。
经数学分析或实际测试，均可得出基波幅值Uolm和基波有效值Uol分别为
利用设置在直流回路中的制动电阻吸收电动机的再生电能的方式称为动力制动或再生制动。制动电路可以是制动电阻或制动单元，图4-12所示为制动电路的原理图。制动电路介于整流器和逆变器之间，图中的制动单元包括晶体管VTB、二极管VDB和制动电阻RB。如果回馈能量较大或要求强制动，还可以选用接于H、G两点上的外接制动电阻REB。当电动机制动时，能量经逆变器回馈到直流侧，使直流侧滤波电容上的电压升高，当该值**过设定值时，即自动给VTB施加基较信号，使之导通，将RB(REB)与电容器并联，则存储于电容中的再生能量经RB(REB)消耗掉。已选购动力制动单元的变频器，可以通过特定功能码进行设定。大多数变频器的软件中预置了这类功能。此外，图4-12中的VTB、VDB，一般设置在变频器箱体内。新型IPM模块，甚至将制动用IGBT集成在其中。制动电阻一般置于柜外，无论是动力制动单元或是制动电阻，在订货时均需向厂家特别注明，是作为选购件提供给用户的。
假设三相全控桥带的是电阻负载，现在分析α=60°时的电压波形。
电源相电压交点1为VT1的α起算点，过该点60°触发电路同时向VT1与VT6送出窄脉冲，于是VT1与VT6同时被触发导通，输出整流电压uo=μRS。经过60°电角度uRS波形已降到零，但此时触发电路又立即同时触发VT1与VT2导通。VT2的导通，使VT6受反压而被关断。于是输出整流电压uo=uRT波形。其余依次类推，如图4-6所示。
α=60°时的电压波形
图4-6 α=60°时的电压波形
α为其他角度的电压波形请读者自行分析。
三相桥式可控整流电路所带负载为电感性时，输出电压平均值可用下式计算：
整流桥路在任何时刻共阴极组和共阳极组各有一只晶闸管同时导通，必须对应该导通的一对晶闸管同时给出触发脉冲，为此可用以下两种触发方式：
1)采用单宽脉冲触发，使每一个触发脉冲的宽度大于60°而小于120°，这样在相隔60°要换相时，即后一个脉冲出现的时刻，**个脉冲还未消失，因此在任何换相点均能同时触发相邻两只晶闸管。例如，在触发VT2时，由于VT1的触发脉冲ωt2还未消失，故VT2与VT1同时被触发导通。
2)采用双窄脉冲触发，如图4-5所示，在触发某一相晶闸管时，触发电路能同时给**相晶闸管补发一个脉冲（称辅助脉冲）。例如：在送出1号脉冲触发VT1的同时，对VT6也送出6′号辅助脉冲，这样VT1与VT6就能同时被触发导通；在送出2号脉冲触发VT2的同时，对VT1也送出1′号辅助脉冲，这样VT2与VT1就能同时被触通。其余各管依次被触发导通，**任一时刻有两管同时工作。双窄脉冲的触发电路虽然较复杂，但它可以减少触发电路的输出功率，缩小脉冲变压器的铁心体积，故这种触发方式用得较多。
整流电路的功能是将交流电转换为直流电。整流电路按使用的元器件不同分为两种类型，即不可控整流电路和可控整流电路。
不可控整流电路使用的元件为功率二极管，不可控整流电路按输入交流电源的相数不同分为单相整流电路、三相整流电路和多相整流电路。下面对变频器中应用较多的三相整流电路的工作原理加以说明。
图4-2所示为三相桥式整流电路，为分析电路工作原理方便，艾特贸易小编以电阻负载为例。
三相桥式整流电路
图4-2 三相桥式整流电路
三相桥式整流电路共有6只整流二极管，其中VD1、VD3、VD5 3只管子的阴极连接在一起，称为共阴极组；VD4、VD6、VD2 3只管子的阳极连接在一起，称为共阳极组。
三相对称交流电源uR、uS、uT的波形如图4-3(a)所示，分别接在R、S、T端。共阴极组的二极管哪一个阳极电位较高，哪只二极管优先导通；共阳极组的二极管哪一个阴极电位较低，哪只二极管优先导通。同一个时间内只有2只二极管导通，即共阴极组的阳极电位较高的二极管和共阳极组的阴极电位较低的二极管构成导通回路，其余4只二极管承受反向电压而截止。在三相交流电压自然换相点换流导通。
把三相交流电压波形在一个周期内六等分，如图4-3(a)中t1、t2、…、t6所示。在0~t1期间，电压uT>uR>uS，因此电路中T点电位较高；S点电位较低，于是二极管VD5、VD6先导通，电流的通路是T→VD5→RL→VD6→S，忽略二极管正向压降，负载电阻RL上得到电压uo=uTS。二极管VD5导通后，使VD1、VD3阴极电位为uT，承受反向电压截止。同理，VD6导通，二极管VD4、VD2也截止。
在自然换相点t1稍后，电压uR>uT>uS，于是二极管VD5与VD1换流，VD5截止，VD1导通，VD6仍旧导通，即在t1~t2期间，二极管VD6、VD1导通，其余截止，电流通路是R→VD1→RL→VD6→S，负载电阻RL上的电压uo=uRS。
在自然换相点t2稍后，电压uR>uS>uT，即在t2~ t3期间，二极管VD1、VD2导通，其余截止，电流通路是R→VD1→RL→VD2→T，负载电阻RL上的电压uo=uRT。
依此类推，得到电压波形如图4-3(b)所示。二极管导通的顺序为：( VD5、VD6)→(VD1、VD6)→( VD1、VD2)→(VD2、VD3)→(VD3、VD4)→( VD4、VD5)→(VD5、VD6)，共阴极组3只二极管VD1、VD3、VD5在t1、t3、t5换流导通；共阳极组3只二极管VD2、VD4、VD6在t2、t4、t6换流导通。一个周期内，每只二极管导通1/3周期，即导通角为120°，负载电阻RL两端电压uo等于变压器二次绕组线电压的包络值，极性始终是上正下负。
电磁式仪表构造：由①线圈、②铁心和③指针构成。
电磁式仪表原理：被测电流通入线圈后产生磁场，把铁心吸入，使指针偏转。
电磁式电压表：线圈匝数很多，接近于纯电感电路。
测量低频电压：频率低时感抗小，在相同的电压下电流大，故指针读数偏大。
充电特点：因为电感性负载也要对滤波电容器充、放电，而输出频率与输入频率不相等，导致输入侧对电容器充电的有序性被破坏。
放电特点：因为输出电流是正弦波，故各脉波对负载的放电电流不均等。
输入电流：三相输入电流不平衡。
输出电流与负载：因为：1）电动机的电磁转矩总是和负载转矩相平衡的。
2)电磁转矩与转子电流及磁通的乘积成正比。
3)变频运行时，要求磁通保持不变。
所以，变频器的输出电流取决于负载转矩的大小。
输出电流与频率：因为：无论输出频率多大，转矩平衡的规律永远存在。
所以，变频器的输出电流与频率无关。
载波频率的影响：载波频率的高低，决定了逆变管交替导通的次数，也就决定了死区的多少。死区是不工作的时间，故死区的多少将影响变频器的输出电压。
载波频率低：死区个数少，输出电压高。
载波频率高：死区个数多，输出电压低。
常用逆变器件：绝缘栅晶体管，代号：IGBT。
IGBT的结构：1）主体部分和功率晶体管相同，有集电极c和发射较E。
2)控制较G的结构和绝缘栅场效应管相同，属于电压控制器件。
IGBT的特点：1）驱动功率很小，提高变频器效率。
2)工作频率高，可达20kHz。
频器的功能是将工频(50Hz或60Hz)交流电源转换成频率可变的交流电源提供给电动机，通过改变交流电源的频率来对电动机进行调速控制。变频器种类很多，主要可分为两类：交-直-交型变频器和交-交型变频器。
交-直-交型变频器利用电路先将工频电源转换成直流电源，再将直流电源转换成频率可变的交流电源，然后提供给电动机，通过调节输出电源的频率来改变电动机的转速。交-直-交型变频器的典型结构如图1所示。
电路结构：由4个开关器件V1、V2、V3、V4组成桥式电路。
前半周期：令V1、V2接通，V3、V4关断，则负载电流由a流向b，负载所得电压uab为“+”。
后半周期：令V1、V2关断，V3、V4接通，则负载电流由b流向a，负载所得电压uab为“-”。
两组交替：以V1、V2为一组，V3、V4为另一组，不断交替，则负载
电流是交变电流，而负载所得电压便是交变电压uab。
交-交型变频器利用电路直接将工频电源转换成频率可变的交流电源并提供给电动机，通过调节输出电源的频率来改变电动机的转速。交-交型变频器的结构如图1所示。从图中可以看出，交-交型变频器与交-直-交型变频器的主电路不同，它采用交-交变频电路直接将工频电源转换成频率可调的交流电源的方式进行变频调速。
交-交变频电路一般只能将输入交流电频率降低输出，而工频电源频率本来就低，所以交-交型变频器的调速范围很窄。另外这种变频器要采用大量的晶闸管等电力电子器件，导致装置体积大、成本高，故交-交型变频器使用远没有交-直-交型变频器广泛，因此本文主要介绍交-直-交型变频器。
2000年美国密执根大学的彭方正博士提出了一种电压自平衡的多电平拓扑，它不需要借助附加的电路来抑制直流侧电容的电压偏移问题，从理论上实现了一个真正的有实际应用价值的多电平结构，传统的二极管钳位式和电容钳位式电路拓扑也可以由它简化和发展而来。
高压大容量多电平电路的一个技术难点就是中心电压的控制问题。对于三电平及以上电平数的拓扑，如果中心电压控制的不好，是不能有效的应用于大容量的电能变换场合的。对于以上几种拓扑结构，电压**三电平时，或者是需要隔离的直流电流，或者是需要增加一个复杂的电路结构来帮助维持中点电压的平衡。这种新的拓扑结构具有电压自平衡的功能，对于各种逆变器控制策略和负载情况，都能有效的控制中点电压。
M级自平衡多电平结构的单相拓扑
图10-17 M级自平衡多电平结构的单相拓扑
图10-17为M级自平衡多电平结构单相的拓扑。图10-18为五电平P2逆变器结构。由图可知，它是由一个两电平的相电路(a two-level phase leg)组成的多电平结构，又叫做P2多级逆变器。下面以图10-18电平电路为例，具体介绍它的原理和电路分析。
电流源型变频器是由直流电流源逆变输出交流电流波形如图10-1所示。当交流输出为正弦波时，幅值、频率和相位可控。由于线电流ioa、iob和ioc具有较高的di/dt，在感性负载的应用场合，其交流端应连接容性滤波器，可产生近似正弦波，符合负载所需电压。可应用于对电压波形要求较高的中压工业应用领域。为了准确地触发功率开关管的通断，要做到：
1)交流侧呈容性，不会出现短路，如图10-1所示。任何时候上臂开关(S1、S3或S5)之一和下臂开关(S4、S6或S2)之一导通。
三相电流源逆变器电路
图10-1 三相电流源逆变器电路
2)直流母线不能开路。三相CSI中有9个有效状态，表10-1中状态7、8、9产生零交流线电流，此时直流环节电流经开关S1和S4、S3和S6或S5和S2续流。表10-1中状态1～6产生非零交流输出线电流。为了产生一组给定交流线电流波形，逆变器必须从一个状态变到另一个状态，因此得到由ii、0、-ii等离散值构成的线电流。选择状态是为了产生给定的波形，这由调制技术**只使用有效的状态来实现。
表10-1 三相电流逆变器的开关状态
控制方式：即速度控制、转距控制、PID控制或其他方式。采取控制方式后，一般要根据控制精度，需要进行静态或动态辨识。

变频器的设定参数多，每个参数均有一定的选择范围，使用中常常遇到因个别参数设置不当，导致变频器不能正常工作的现象。

载波频率：载波频率设置的越高其高次谐波分量越大，这和电缆的长度，电机发热，电缆发热变频器发热等因素是密切相关的。

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